Dynamic Signal Feedback Gain Control Circuit Based on PIN Diode
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摘要:
为了实现超宽带可变增益放大器在超宽频带内增益变化的一致性和增益平坦度，需要一个增益调控单元在保证其大的增益变化范围的同时对平坦度进行调节.为此，提出一款基于PIN二极管的动态信号反馈增益调控电路，PIN二极管作为增益反馈的可变阻抗实现动态信号增益调控，串联电感与电容构成带通滤波器选择增益需要调整的频带.建立了PIN二极管的等效电路模型，并采用e函数形式拟合确定其不同频率时的等效阻抗参数.利用包含PIN二极管的动态信号反馈电路的高频小信号等效模型，分析了调控电路的动态反馈调节机制，研究结果表明：该动态信号反馈增益调控电路能够对可选频带范围内变化较大的增益进行调节，使整个频带保持一致的变化范围，同时对于每一个变化增益，都保持良好的增益平坦度.
Abstract:To achieve the gain consistency and gain flatness of an ultra wideband variable gain amplifier in ultra wideband, a gain control unit is required to ensure the wide gain variation range mean and adjust the gain flatness. In this paper, a dynamic signal feedback gain control circuit based on PIN diode was proposed and the PIN diode was used as the variable impedance of the gain feedback to implement dynamic signal gain control. The serial inductor and capacitor formed the band-pass filter to select the frequency band needed to adjust its gain. Furthermore, the equivalent circuit model of PIN diode was established and the equivalent impedance parameter under different frequencies was determined by e-function fitting. The dynamic feedback adjustment mechanism of the control circuit was analyzed by using the high frequency equivalent small signal model of the dynamic signal feedback circuit. Result shows that the dynamic gain feedback control circuit can adjust the gain of the frequency band, which has large gain fluctuation to keep the whole frequency band in a consistent range. As the same time, the dynamic gain feedback can maintain a good gain flatness for each variable gain.
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Keywords:
- ultra-wideband /
- PIN diode /
- gain control /
- variable gain /
- gain flatness /
- feedback control
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超宽带(ultra-wideband, UWB)系统作为一种低功耗、高传输速率的无线通信技术，被广泛地应用于个人局域网、雷达定位和智能交通等各个领域[1]，而作为UWB系统中自动增益控制部分关键模块的UWB可变增益放大器，如何使其在拥有大的增益变化范围的同时又保证其在整个频带内的增益平坦度则越来越成为研究的热点.可变增益放大器增益调控多采用改变跨导或输出电阻的方法来实现增益变化[2].文献[3]所设计的可变增益放大器可以实现最大84 dB的增益变化，通过文中所提出的增益平坦电容技术可以实现良好的增益平坦度，但其频带范围从1 MHz到1 GHz，无法满足射频接收器的基本要求; 文献[4]由三级放大器与缓冲器共同组成了一个可变增益放大器，增益平坦度良好且增益变化范围可达48 dB，但是其频带太窄，仅为400 MHz；文献[5]采用保持输入阻抗不变，调整输出电阻的方式进行增益调控，但其设计方式较为复杂，且频带范围太窄，仅从470 MHz到870 MHz.
针对上述文献设计中的不足，本文提出了一款动态信号反馈增益调控(dynamic signal feedback gain-control, DSFG)电路.该电路中利用PIN二极管不同偏置下的可变阻抗对UWB可变增益放大器的增益进行动态调控，反馈电感Lf和电容C1、C2串联形成带通滤波器用来选择增益需要调整的频带，电阻R用以提高调控精度，最终实现增益平坦度的可调节性.文章采用e指数函数拟合的形式建立了PIN二极管等效阻抗表达式，并修正了不同频率时表达式中的系数.将该DSFG电路应用到UWB射频放大器中，建立高频小信号等效模型，分析了DSFG电路动态反馈调节机制.结果表明，该动态信号反馈增益调控电路能够对可选频带范围内变化较大的增益进行调节，使整个频带保持一致的变化范围，同时对于每个变化增益都保持良好的增益平坦度.
1. PIN二极管的特性分析
图 1(a)为PIN二极管的等效电路图[6].其中：Ls为电极引线电感；Cp为管壳寄生电容；Cj为PIN的结电容；Rj为结电阻；Rs代表了串联损耗，包括P层和N层体电阻与接触电阻.在正向偏置下，因为Cp和Ls都比较小，所以可忽略二者对电路的影响，因此PIN二极管最终可以等效为如图 1(b)的形式. PIN二极管等效阻抗表达式为
$$ {Z_{\rm{f}}} = \frac{1}{{\frac{1}{{{R_{\rm{j}}}}} + {\rm{j}}\omega {C_{\rm{j}}}}} + {R_{\rm{s}}} $$ (1) PIN结与普通PN结有诸多相似之处，因此，首先借用PN结的结电阻和结电容的表达式对PIN等效阻抗进行分析.
PN结电阻与结电容表达式[7]分别为
$$ {R_{\rm{j}}} = \frac{V}{I} = \frac{V}{{A{J_{\rm{s}}}}}\exp \left( { - \frac{{qV}}{{{k_0}T}}} \right) $$ (2) $$ {C_{\rm{j}}} = \left[ {A{q^2}\frac{{{n_{{\rm{p0}}}}{L_{\rm{n}}} + {p_{{\rm{n0}}}}{L_{\rm{p}}}}}{{{k_0}T}}} \right]\exp \left( {\frac{{qV}}{{{k_0}T}}} \right) $$ (3) 将式(2)(3)代入式(1)可得PIN的等效阻抗近似表达为
$$ \begin{array}{*{20}{c}} {{Z_{\rm{f}}} = }\\ {\frac{1}{{\frac{1}{{{\frac{V}{A{J_{\rm{s}}}}}}{{\exp \left( { - \frac{{qV}}{{{k_0}T}}} \right)}}} + {\rm{j}}\omega \left[ {A{q^2}\frac{{{n_{{\rm{p0}}}}{L_{\rm{n}}} + {p_{{\rm{n0}}}}{L_{\rm{p}}}}}{{{k_0}T}}} \right]\exp \left( {\frac{{qV}}{{{k_0}T}}} \right)}} + {R_{\rm{s}}}} \end{array} $$ (4) 整理可得PIN等效阻抗为
$$ {Z_{\rm{f}}} = \frac{1}{{\left( {\frac{{A{J_{\rm{s}}}}}{V} + {\rm{j}}\omega A{q^2}\frac{{{n_{{{\rm{p}}_{\rm{0}}}}}{L_{\rm{n}}} + {p_{{{\rm{n}}_{\rm{0}}}}}{L_{\rm{n}}}}}{{{k_0}T}}} \right)}}\exp \left( { - \frac{{qV}}{{{k_0}T}}} \right) + {R_{\rm{s}}} $$ (5) 由于PIN结与普通的PN结相比多了本征的Ⅰ层，因此式(5)并不能准确表达其等效阻抗.由式(5)可以看出其形式为如式(6)所示的e函数，其中，V代表调控电压Vctrl，A、t和y为需要拟合的系数.因此可以通过e函数拟合对超宽频带范围内不同频率时的系数进行修正，即
$$ {Z_{\rm{f}}} = A\exp \left( { - \frac{V}{t}} \right) + y $$ (6) 选择设计中所采用的Hitachi HVM14S PIN二极管作为分析对象，根据不同频段下PIN阻抗的实测值随调控电压变化的曲线可以确定PIN等效阻抗中的拟合系数. 图 2是4 GHz下正偏PIN二极管等效阻抗及拟合函数曲线.当Vctrl从1 V增大到5 V时，等效阻抗Zf随之从210变化到42，对此变化曲线进行e函数拟合，可得4 GHz下正偏PIN二极管的等效阻抗为
$$ {Z_{{{\rm{f}}_2}}} = 1\;708.9\exp \left( { - \frac{{{V_{{\rm{ctrl}}}}}}{{0.545\;8}}} \right) + 42.832 $$ (7) ![]()
图 2 4 GHz下正偏PIN二极管等效阻抗及拟合函数曲线Figure 2. Equivalent impedance and fitting function curve of forward biased PIN diode at 4 GHz3个拟合系数分别为:A2=1 708.9、t2=0.545 8、y2=42.832，拟合度达0.992 1.
同理，对2、6 GHz频率下阻抗进行拟合，其结果分别为
$$ {Z_{{{\rm{f}}_1}}} = 3\;033.6\exp \left( { - \frac{{{V_{{\rm{ctrl}}}}}}{{0.467\;1}}} \right) + 149.281 $$ (8) $$ {Z_{{{\rm{f}}_3}}} = 2\;568.2\exp \left( { - \frac{{{V_{{\rm{ctrl}}}}}}{{0.338\;1}}} \right) + 24.601 $$ (9) 2 GHz下3个拟合系数分别为：A1=3 033.6、t1=0.467 1、y1=149.281，拟合度达0.999 4.
6 GHz下3个拟合系数分别为:A3=2 568.194、t3=0.338 14、y3=24.601 41，拟合度达0.980 9.
2. 动态信号反馈增益调控电路控制机制分析
图 3为基于DSFG调控电路设计的UWB射频放大器.选取Infineon BFP740作为电路中的双极晶体管；Hitachi HVM14S作为电路中的PIN二极管.电容C1、C2将部分交流信号耦合入PIN二极管；同时，二者与反馈电感Lf串联共同构成带通滤波器来选择增益需要调整的频带；电阻R通过对调控电压进行分压，放大调控电压的变化范围，用来提高调控精度.如前文所述，在正偏情况下，PIN二极管阻抗会随着偏置电压的增大而减小，并且由于高频情况下分布参数的影响，不同频率下阻抗值也不尽相同，在2、4、6 GHz时，其等效阻抗如式(7)(8)(9)所示.通过调整偏置电压Vctrl，可以调控DSFG调控电路的反馈阻抗Zf，从而改变选择频带内反馈信号的幅度，最后实现超宽频带内动态信号一致的增益变化范围和增益平坦度.
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图 3 基于DSFG调控电路的UWB射频放大器Figure 3. UWB radio frequency amplifier based on DSFG control circuit图 4是基于DSFG调控电路的UWB射频放大器的高频小信号等效模型，其中Zf是正偏PIN二极管的等效阻抗，gm是SiGe HBT的跨导，Cπ和Cμ分别为SiGe HBT的发射结电容和集电结电容，rx和rπ分别为SiGe HBT基区电阻和发射结电阻.由于通常rx远小于rπ，HBT的输出电阻r0远大于其负载电阻RL[8]，因此，在分析中，二者对增益的影响可以忽略不计.
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图 4 基于DSFG调控电路的UWB射频放大器高频小信号等效模型Figure 4. High frequency small signal equivalent circuit of UWB radio frequency amplifer based on DSFG control由图 4推导出的电流增益GA为
$$ \begin{array}{*{20}{c}} {{G_{\rm{A}}} = }\\ {\frac{{{g_{\rm{m}}}{V_{\rm{b}}} + \frac{1}{{{\rm{j}}\omega {C_{\rm{ \mathsf{ μ} }}}}}\left( {{V_{{\rm{CE}}}} - {V_{\rm{b}}}} \right) + \frac{{{V_{{\rm{CE}}}} - {V_{\rm{b}}}}}{{{Z_{\rm{f}}} + {\rm{j}}\omega {L_{\rm{f}}} + \frac{1}{{{\rm{j}}\omega {C_{\rm{1}}}}} + \frac{1}{{{\rm{j}}\omega {C_{\rm{2}}}}}}} + \frac{{{V_{{\rm{CE}}}}}}{{{R_{\rm{L}}}}}}}{{\frac{{{V_{\rm{b}}}}}{{{r_{\rm{ \mathsf{ π} }}}}} + \frac{{{V_{\rm{b}}}}}{{{\rm{j}}\omega {C_{\rm{ \mathsf{ π} }}}}} - \frac{{\left( {{V_{{\rm{CE}}}} - {V_{\rm{b}}}} \right)}}{{{\rm{j}}\omega {C_{\rm{ \mathsf{ μ} }}}}} - \frac{{{V_{{\rm{CE}}}} - {V_{\rm{b}}}}}{{{Z_{\rm{f}}} + {\rm{j}}\omega {L_{\rm{f}}} + \frac{1}{{{\rm{j}}\omega {C_{\rm{1}}}}} + \frac{1}{{{\rm{j}}\omega {C_{\rm{2}}}}}}}}}} \end{array} $$ (10) 式中：有源器件PIN二极管的阻抗值Zf由前面拟合得出的不同频率下的等效阻抗给出；无源器件C1、C2均为0.2 pf；Lf为1.3 nH.参考文献[9]以及BFP740 Data sheet中提供的SiGe HBT在不同偏置下高频等效参数值，其在直流偏置为VCE=1.5 V、Ib=66 μA、Ic=9.7 mA时小信号等效电路参数值为：RL=50、gm=0.364 9 S、Cπ=0.885 4 pF、Cμ=12.633fF、rπ=400 Ω.
图 5为由式(10)计算得到的不同反馈增益调控电压Vctrl下UWB射频放大器的电流增益GA.当Vctrl从1 V增大到5 V时，2 GHz时增益变化约13.96 dB，4 GHz时增益变化约13.85 dB，6 GHz时增益变化约13.73 dB，增益变化范围始终保持在13~14 dB. 图 6为计算得到的UWB射频放大器在整个频带范围内的电流增益GA.当频率从2 GHz增加到6 GHz时，在每个不同的调控电压Vctrl下，整个频带范围内增益的平坦度均保持±2.5 dB的变化，增益平坦度良好.
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图 5 不同增益调控电压Vctrl下UWB射频放大器的电流增益GA计算结果Figure 5. Results of current gain GA calculation of UWB radio frequency amplifier with different gain control voltages Vctrl![]()
图 6 整个频带内UWB射频放大器的电流增益GA计算结果Figure 6. Calculation results of current gain GA for UWB radio frequency amplifier in the whole band图 7为所设计的UWB射频放大器利用ADS仿真软件而得到的不同反馈增益调控电压Vctrl下的电流增益GA.仿真过程中，有源器件SiGe HBT和PIN二极管均从仿真库中直接调用，无源器件电容、电感、电阻等均选取理想器件，并赋值计算中所采用的数值[10].结果表明，当Vctrl从1 V增大到5 V时，2 GHz时增益变化约10.9 dB，4 GHz时增益变化约10.43 dB，6 GHz时增益变化约10.29 dB，增益变化范围始终保持在10~11 dB，与式(10)计算结果相吻合. 图 8为利用ADS仿真软件所得到的超宽频射频放大器在整个频带范围内的电流增益GA.仿真过程采取和上文一致的方式，结果表明，当频率从2 GHz增加到6 GHz时，随着调控电压的增大，频带范围内增益保持±2.5 dB的变化，增益平坦度良好.
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图 7 不同增益调控电压Vctrl下UWB射频放大器的电流增益GA仿真结果Figure 7. Results of current gain GA simulation of UWB radio frequency amplifier with different gain control voltages Vctrl![]()
图 8 整个频带内UWB射频放大器的电流增益GA仿真结果Figure 8. Simulation results of current gain GA for UWB radio frequency amplifier in the whole band3. 结论
1) 本文所使用的PIN二极管阻抗值随外加偏压的变化呈现出e函数的递减趋势，且由于自身的耦合效应，在不同频率下，其递减趋势也不相同.
2) 基于PIN二极管的动态信号反馈增益调控电路在2~6 GHz频带范围内具有良好的增益调控能力，能够对可选频带范围内变化较大的增益进行调节，使整个频带保持一致的变化范围.
3) 随着Vctrl从1 V增大到5 V，增益变化范围始终保持在10~11 dB，同时在每个不同的调控电压Vctrl下，整个频带范围内增益的平坦度均保持±2.5 dB的变化，增益平坦度良好.
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图 2 4 GHz下正偏PIN二极管等效阻抗及拟合函数曲线
Figure 2. Equivalent impedance and fitting function curve of forward biased PIN diode at 4 GHz
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图 3 基于DSFG调控电路的UWB射频放大器
Figure 3. UWB radio frequency amplifier based on DSFG control circuit
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图 4 基于DSFG调控电路的UWB射频放大器高频小信号等效模型
Figure 4. High frequency small signal equivalent circuit of UWB radio frequency amplifer based on DSFG control
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图 5 不同增益调控电压Vctrl下UWB射频放大器的电流增益GA计算结果
Figure 5. Results of current gain GA calculation of UWB radio frequency amplifier with different gain control voltages Vctrl
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图 6 整个频带内UWB射频放大器的电流增益GA计算结果
Figure 6. Calculation results of current gain GA for UWB radio frequency amplifier in the whole band
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图 7 不同增益调控电压Vctrl下UWB射频放大器的电流增益GA仿真结果
Figure 7. Results of current gain GA simulation of UWB radio frequency amplifier with different gain control voltages Vctrl
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