随着无线局域网(wireless local area network,WLAN)的广泛应用和新一代无线仿真(wireless fidelity,WIFI)的不断发展,无线市场上会出现多个无线标准(协议)、多个无线工作模式共存的局面,这就要求收发机及其低噪声放大器(low noise amplifier,LNA)模块能够在多个频带下工作,作为多频带LNA的一种,双频段低噪声放大器(dual-band low noise amplifier,DBLNA)近年来得到了越来越多的研究者的关注 ^{[ 1- 4]} . 另外,作为无线系统中收发机前端的重要组成模块,LNA需要对不同强度的信号进行放大或衰减,这就要求LNA的增益具有可调谐性 ^{[ 5- 10]} . 目前实现可变增益的方式主要包括采用可调元器件 ^{[ 6]} 、偏置调节技术 ^{[ 8]} 以及电流舵技术 ^{[ 9]} 等. 其中,文献[ 6]报道的可变增益低噪声放大器(variable gain low noise amplifier,VGLNA),通过在电路输出匹配网络中引入变容二极管,实现电路增益在2.3~2.5GHz、4.2~4.6GHz频段下可调,但是在4.2~4.6GHz频段下的可调范围仅为9.5~12.9dB,这是由于变容二极管存在电容比率(最大电容与最小电容的比值)较小,且受工作频率及寄生参数制约等不足所造成的 ^{[ 7]} ;文献 ^{[ 8]} 研究的VGLNA,通过在输入级推挽结构放大器中引入电压偏置调节,实现电路增益在0.1~0.9GHz频段范围内可调,但是调节范围仅为8.8~14.6dB,这是因为偏置调节方式单一,受限于晶体管的工作状态;文献 ^{[ 9]} 设计的VGLNA,在级联结构的宽带放大器中,通过引入多个电流舵,实现电路增益在58.0~72.0GHz的工作频带内从12.8dB变化至21.8dB,但是所采用的电流舵结构在一定程度上导致了较高功耗 ^{[ 10]} .

本文以IEEE802.11a/b/g无线协议标准为目标,对工作在2.4、5.2GHz下的DBLNA,采用具有可调谐有源电感、偏置电压可变的电流复用结构和带有电流镜调节的可控缓冲器等多种手段,对增益进行调节,扩展增益可调节范围,同时降低功耗.

1 MGT-DBLNA电路拓扑及各组成模块结构

1.1 整体电路拓扑

本文的增益可多重调节的低功耗双频段低噪声放大器(dual-band low noise amplifier with multiple gain-tunability,MGT-DBLNA)完整电路拓扑如 图1所示. 主要由输入级、可调增益放大级和可控缓冲器输出级构成. 输入级,由 L ₁与 C ₁串联、 L ₂与 C ₂并联构成串-并联谐振滤波网络,通过该谐振滤波网络在2个频点(即2.4、5.2GHz)产生谐振,实现输入阻抗的双频段匹配. 放大级,由有源电感 L _AI(电阻 R _f与晶体管 Q ₃、 Q ₄)、可变偏置电压电路(电阻 R ₁、 R ₂和 R ₃)和晶体管 Q ₁、 Q ₂组成. 一方面通过调节有源电感的偏置进而改变有源电感的等效电感值,以及调节可变偏置电压电路进而改变晶体管 Q ₁、 Q ₂的跨导这2种方式实现对放大级增益进行单独或联合调节;另一方面,晶体管 Q ₁、 Q ₂以及 Q ₄共用同一条电流支路,构成电流复用结构以降低功耗. 输出级,由电流镜(电阻 R ₄、 R ₅以及晶体管 Q ₅、 Q ₆)和共集电极放大晶体管 Q ₇构成可控缓冲器,通过调节电流镜改变晶体管 Q ₇的跨导进而实现输出级增益的调谐.

图  1  本文所提出的MGT-DBLNA电路

Figure  1.  Schematic of proposed MGT-DBLNA

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下面对MGT-DBLNA各个组成模块电路的结构和作用进行扼要分析.

1.2 串-并联谐振滤波网络

图2为串-并联谐振滤波网络结构,其中, L ₁与 C ₁构成串联谐振滤波网络, L ₂与 C ₂构成并联谐振滤波网络,并将2个谐振滤波网络进行串联.

图  2  串-并联谐振滤波网络

Figure  2.  Serial-parallel resonant filter network

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图3所示为输入级等效小信号电路图,等效输入阻抗 Z _in可表示为

Z _in=j ωL ₁ + $\begin{array}{c}\frac{1}{\mathit{j\omega }{C}_1}\end{array}+\begin{array}{c}\frac{L_2}{C_2}\end{array}\begin{array}{c}\frac{1}{\mathit{j\omega }{L}_2+\frac{1}{\mathit{j\omega }{C}_2}}\end{array}+\begin{array}{c}\frac{1}{\mathit{j\omega }{c}_{\mathit{be}1}}\end{array}$ +j ωL ₃ + $\begin{array}{c}\frac{g_{m1}}{c_{\mathit{be}1}}\end{array}$ L ₃(1)

式中: g _m1、 c _be1分别为晶体管 Q ₁的跨导、基极-发射极电容; ω为角频率且 ω = 2π f, f为工作频率.

图  3  输入级小信号等效电路

Figure  3.  Small signal equivalent circuit of input stage

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要实现输入阻抗匹配,则需满足输入阻抗实部为50Ω,输入阻抗虚部为0,其中输入阻抗实部为

R _e( Z _in)= $\begin{array}{c}\frac{g_{m1}}{c_{\mathit{be}1}}\end{array}$ L ₃=50Ω(2)

输入阻抗虚部为

I _m( Z _in)=j ωL ₁ + $\begin{array}{c}\frac{1}{\mathit{j\omega }{C}_1}\end{array}$ + $\begin{array}{c}\frac{L_2}{C_2}\end{array}\begin{array}{c}\frac{1}{\mathit{j\omega }{L}_2+\frac{1}{\mathit{j\omega }{C}_2}}\end{array}$ + $\begin{array}{c}\frac{1}{\mathit{j\omega }{c}_{\mathit{be}1}}\end{array}$ +j ωL ₃=0(3)

为使输入匹配网络在2.4、5.2GHz两个频点谐振,令 ω ₁ = 2π ×2.4 ×10 ⁹、 ω ₂ = 2π ×5.2 ×10 ⁹,并将其代入式(3)中,可以选择适当的 L ₁、 C ₁、 L ₂、 C ₂和 L ₃值,满足2个方程.

1.3 有源电感

有源电感作为本文电路中可调电流复用结构放大级中的一个重要组成部分,可以补偿放大器高频增益的下降,并且利用其可调性实现有源电感值以及电路增益的调节.

图4为有源电感的电路结构,晶体管Q ₃为负跨导放大器,晶体管Q ₄为正跨导放大器,R _f 为反馈电阻,共同连接构成带有电阻反馈的回转器结构有源电感,下面对有源电感可调性进行分析.

图  4  有源电感电路结构

Figure  4.  Topology of active inductor

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图4所示有源电感的等效输入导纳Y _in 可以表示为

Y _in = $\begin{array}{c}\frac{1}{r_{\mathit{be}3}}\end{array}$ + $\begin{array}{c}\frac{1}{r_{o4}}\end{array}$ + $\begin{array}{c}\frac{g_{m4}}{\frac{R_f}{r_{o3}}+1}\end{array}$ + jωc _{be 3}+ $\begin{array}{c}\frac{1}{\frac{\frac{R_f}{r_{o3}}+1}{g_{m3}{g}_{m4}{r}_{\mathit{be}4}}+\mathit{j\omega }\frac{c_{\mathit{be}4}(\frac{R_f}{r_{o3}}+1)}{g_{m3}{g}_{m4}}}\end{array}$ (4)

式(4)可以等效为 图5所示的RLC网络,其中:

图  5  有源电感的等效 RLC网络

Figure  5.  Equivalent RLC network of active inductor

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C _P =c _{be 3}(5)

R _P = $\begin{array}{c}\frac{1}{\frac{1}{r_{\mathit{be}3}}+\frac{1}{r_{o4}}+\frac{g_{m4}}{\frac{R_f}{r_{o3}}+1}}\end{array}$ (6)

R _S = $\begin{array}{c}\frac{\frac{R_f}{r_{o3}}+1}{g_{m3}{g}_{m4}{r}_{\mathit{be}4}}\end{array}$ (7)

L _S = $\begin{array}{c}\frac{c_{\mathit{be}4}(\frac{R_f}{r_{o3}}+1)}{g_{m3}{g}_{m4}}\end{array}$ (8)

从式(8)可以看出,引入反馈电阻R _f 增大了有源电感的电感值,另外,L _S 随着g _{m 3}变化而变化,因此,通过调节V _{tune 1}改变晶体管Q ₃的集电极电流,或者通过调节V _{tune 3}调节晶体管Q ₃的基极电压进而改变集电极电流,均能改变其跨导g _{m 3},从而实现对电感值的调谐,达到1.4节所述通过调节V _{tune 1}及V _{tune 3}对 MGT-DBLNA的增益进行调节的目的.

1.4 有源电感作负载及偏置电压可变的电流复用结构放大级

图6为带有有源电感(Q ₄、Q ₃和R _f 以及V _{tune 1}、V _{tune 3}构成)以及可变偏置电压电路(R ₁、R ₂、R ₃和V _{tune 2}构成)的电流复用结构放大级. 下面对放大级增益可调谐的机理进行分析.

图  6  偏置电压可变的电流复用结构放大级

Figure  6.  Current-reuse amplifier stage with variable bias voltage

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图6所示的可调电流复用结构的电压增益可以表示为

A _v =g _{m 1}g _{m 2}r _{be 2}(R _L +| jωL|)(9)

式中:R _L 为负载电阻;L为有源电感的等效电感值. 可以看出,通过引入有源电感作为负载,一方面,补偿了放大器增益在高频下的衰减;另一方面,由于晶体管Q ₁、Q ₂以及Q ₄复用电流I _out ,因此晶体管Q ₁、Q ₂以及Q ₄的跨导近似相等并将其记为g _m . V _{tune 2}与I _out 以及g _m 的关系为

I _out = $\begin{array}{c}\frac{[V_{\mathit{tune}2}-(1+\frac{R_2}{R_1}+\frac{R_3}{R_1}\left)V_{\mathit{be}1}\right]\beta }{R_2+2R_3}\end{array}$ (10)

g _m = $\begin{array}{c}\frac{[V_{\mathit{tune}2}-(1+\frac{R_2}{R_1}+\frac{R_3}{R_1}\left)V_{\mathit{be}1}\right]\mathit{\beta q}}{(R_2+2R_3)\mathit{kT}}\end{array}$ (11)

从式(9)~(11)可以看出,通过调节V _{tune 2},实现放大级中晶体管Q ₁、Q ₂的偏置电压可变,进而改变其集电极电流,实现晶体管Q ₁、Q ₂跨导的调节,从而对电路增益进行调谐. 同时正如1.3节中所分析,有源电感作为放大级负载部分,通过调节V _{tune 1}/ $\begin{array}{c}{V_{\mathit{tune}}}_3\end{array}$ (改变g _{m 3})可以对有源电感值进行调节,进而改变负载,也可以实现放大级增益可调谐. 综上所述,通过以上2种方式可以实现放大级增益单独或联合调节. 另外,在该结构中,晶体管Q ₁、Q ₂和Q ₄(有源电感组成部分)共用同一条电流支路I _out ,构成电流复用结构,降低电路功耗.

1.5 可控缓冲器输出级

图7为由电流镜(电阻R ₄、R ₅以及晶体管Q ₅、Q ₆构成)以及共集电极放大晶体管Q ₇组成的输出可控缓冲器,其中电流镜为晶体管Q ₇提供直流偏置. 下面对输出级增益可调谐的机理进行分析.

图  7  可控缓冲器输出级结构

Figure  7.  Output stage with controllable buffer

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由 图7可得晶体管Q ₇的跨导g _{m 7}、可控输出缓冲级的电压增益A _u 以及等效输出阻抗Z _out 分别为

g _{m 7}= $\begin{array}{c}\frac{(V_{\mathit{tune}3}-V_{\mathit{be}5})q}{\left[\right(1+\frac{2}{\beta })R_4+\frac{2}{\beta }{R}_5]\mathit{kT}}\end{array}$ (12)

A _u = $\begin{array}{c}\frac{U_o}{U_i}\end{array}=\begin{array}{c}\frac{(1+\beta )R_e}{\frac{1}{g_{m7}}\beta +(1+\beta )R_e}\end{array}$ (13)

Z _out = $\begin{array}{c}\frac{1}{(\frac{1}{\beta }+1)g_{m7}+\frac{{\omega }^2{c}_{\mathit{be}7}^2}{(\frac{1}{\beta }+1)g_{m7}}}\end{array}-\begin{array}{c}\frac{\mathit{j\omega }{c}_{\mathit{be}7}}{{(\frac{1}{\beta }+1)}^2{g}_{m7}^2+{\omega }^2{c}_{\mathit{be}7}^2}\end{array}$ (14)

式中:晶体管的集电极与发射极之间的负载电阻R _e =r _{o 6}//50 Ω≈50 Ω,r _{o 6}为晶体管Q ₆的输出电阻.

由式(12)(13)可以看出,g _{m 7}随着V _{tune 3}变化而变化,且A _u 随着g _{m 7}改变而改变,因此可以通过调节V _{tune 3}改变g _{m 7}进而实现输出级电压增益A _u 的调谐.

另外,由式(14)可以看出,当g _{m 7}较大时输出阻抗Z _out 的虚部可以忽略. 输出阻抗Z _out 的实部分母包含2项,当g _{m 7}增大时第1项增大,第2项减小,其2项和在一定范围内基本保持不变,当g _{m 7}减小时亦然,因此,输出阻抗可以在g _{m 7}变化的一定范围内满足匹配条件. 综上所述,在一定范围内改变V _{tune 3}可以在满足输出阻抗匹配的条件下实现输出级电压增益的调节.

2 验证结果与分析

本文采用WIN 0.2μm GaAs HBT工艺库,利用安捷伦射频集成电路设计工具ADS对MGT-DBLNA性能进行验证,给出在独立调节偏置电压(即固定其他偏置电压,仅调节一个偏置电压)与组合调节偏置电压(即同时调节所有偏置电压)情况下的 S参数以及噪声系数NF的验证结果.

图8为独立调节有源电感中偏置电压 V _tune1时,MGT-DBLNA的增益 S ₂₁和噪声系数NF与频率 f的关系. 可以看出,当固定 V _tune2为3.3V、 V _tune3为1.4V时,随着 V _tune1从4.6V变化至5.2V,电路在2.4GHz工作频率下的 S ₂₁从8.8dB变化至8.1dB、电路在5.2GHz工作频率下的 S ₂₁从16.70dB变化至13.50dB;噪声系数分别为2.1、1.8dB.

图  8  独立调节 V _tune1时MGT-DBLNA的 S ₂₁和NF

Figure  8.  S ₂₁ and NF of the MGT-DBLNA at different voltages of V _tune1

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图9为独立调节 V _tune1时,MGT-DBLNA输入反射系数 S ₁₁和输出反射系数 S ₂₂与频率 f的关系. 可以看出,当固定 V _tune2为3.3V、 V _tune3为1.4V时,随着 V _tune1从4.6V变化至5.2V,电路在2.4GHz与5.2GHz工作频率下的输入反射系数 S ₁₁与输出反射系数 S ₂₂均小于-10.0dB.

图  9  独立调节 V _tune1时MGT-DBLNA的 S ₁₁和 S ₂₂

Figure  9.  S ₁₁ and S ₂₂ of the MGT-DBLNA at different voltages of V _tune1

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除了可以改变有源电感中的偏置电压 V _tune1对MGT-DBLNA增益进行调节之外,还可以通过改变放大级可变偏置电压电路中的偏置电压 V _tune2对MGT-DBLNA增益进行调节.

图10为独立调节 V _tune2时的MGT-DBLNA增益 S ₂₁和噪声系数NF与频率 f的关系. 可以看出,当固定 V _tune1为4.7V、 V _tune3为1.4V时,随着 V _tune2从2.8V变化至3.3V,电路在2.4GHz工作频率下的 S ₂₁从4.9dB变化至8.5dB;电路在5.2GHz工作频率下的 S ₂₁从15.0dB变化至16.3dB;噪声系数分别为2.1、1.8dB.

图  10  独立调节 V _tune2时MGT-DBLNA的 S ₂₁和NF

Figure  10.  S ₂₁ and NF of the MGT-DBLNA at different voltages of V _tune2

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图  11  独立调节 V _tune2时MGT-DBLNA的 S ₁₁和 S ₂₂

Figure  11.  S ₁₁ and S ₂₂ of the MGT-DBLNA at different voltages of V _tune2

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图11为独立调节 V _tune2时MGT-DBLNA输入反射系数 S ₁₁和输出反射系数 S ₂₂与频率 f的关系. 可以看出,当固定 V _tune1为4.7V、 V _tune3为1.4V时,随着 V _tune2从2.8V变化至3.3V,电路在2.4GHz与5.2GHz工作频率下的输入反射系数 S ₁₁与输出反射系数 S ₂₂均小于-10.0dB.

本文MGT-DBLNA不仅可以通过调节有源电感中的偏置电压 V _tune1以及可变分压偏置中的偏置电压 V _tune2实现对增益的调节,还可以通过调节输出级的电流镜偏置电压 V _tune3对增益进行调谐.

图12为独立调节 V _tune3时MGT-DBLNA的增益 S ₂₁和噪声系数NF与频率 f的关系. 可以看出,当固定 V _tune1为5.0V、 V _tune2为3.0V时,随着 V _tune3从1.4V变化至1.6V,电路在2.4GHz工作频率下的 S ₂₁从6.2dB变化至9.6dB;电路在5.2GHz工作频率下的 S ₂₁从14.5dB变化至18.9dB. 噪声系数分别为2.6、1.9dB.

图  12  独立调节 V _tune3时MGT-DBLNA的 S ₂₁和NF

Figure  12.  S ₂₁ and NF of the MGT-DBLNA at different voltages of V _tune3

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图13为独立调节 V _tune3时MGT-DBLNA输入反射系数 S ₁₁和输出反射系数 S ₂₂与频率 f的关系. 可以看出,当固定 V _tune1为5.0V、 V _tune2为3.0V时,随着 V _tune3从1.4V变化至1.6V,电路在2.4GHz与5.2GHz工作频率下的输入反射系数 S ₁₁与输出反射系数 S ₂₂均小于-10.0dB.

图  13  独立调节 V _tune3时MGT-DBLNA的 S ₁₁和 S ₂₂

Figure  13.  S ₁₁ and S ₂₂ of the MGT-DBLNA at different voltages of V _tune3

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事实上,除了通过独立调节偏置电压 V _tune1、 V _tune2以及 V _tune3对MGT-DBLNA增益进行调节之外,还可以通过组合调节偏置电压实现增益调谐范围的进一步扩大. 图14为在不同组合偏置电压下的MGT-DBLNA增益 S ₂₁和噪声系数NF与频率 f的关系,其中组合偏置电压 V _BIAS1设置为: V _tune1=4.6V, V _tune2=3.3V, V _tune3=1.6V;组合偏置电压 V _BIAS2设置为: V _tune1=5.2V, V _tune2=2.8V, V _tune3=1.4V. 可以看出,随着 V _BIAS1变化至 V _BIAS2时,电路在2.4GHz工作频率下的 S ₂₁从12.3dB变化至3.9dB, S ₂₁变化范围达到8.4dB,噪声系数NF小于3.4dB;电路在5.2GHz工作频率下的 S ₂₁从20.2dB变化至12.6dB, S ₂₁变化范围达到7.6dB,噪声系数NF小于2.0dB.

图  14  在不同组合偏置电压下MGT-DBLNA的 S ₂₁和NF

Figure  14.  S ₂₁ and NF of the MGT-DBLNA at different combination bias voltages

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图15为在不同组合调节偏置电压( V _BIAS1与 V _BIAS2)下MGT-DBLNA输入反射系数 S ₁₁和输出反射系数 S ₂₂与频率 f的关系. 可以看出,MGT-DBLNA在2.4GHz与5.2GHz工作频率下的输入反射系数 S ₁₁与输出反射系数 S ₂₂均小于-10.0dB.

图  15  在不同组合偏置电压下MGT-DBLNA的 S ₁₁和 S ₂₂

Figure  15.  S ₁₁ and S ₂₂ of the MGT-DBLNA at different combination bias voltages

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从 图8~15可以看出,组合调节偏置电压 V _tune1、 V _tune2以及 V _tune3时,MGT-DBLNA在2.4GHz与5.2GHz工作频率下的增益调节幅度分别为8.4dB与7.6dB,与独立调节偏置电压相比具有更大的调谐范围,同时,输入反射系数 S ₁₁以及输出反射系数 S ₂₂均小于-10.0dB,噪声系数小于3.4dB;并且由于采用了电流复用结构,功耗得到降低,在调谐电压的变化范围内,静态功耗小于20.0mW.

表1是本文提出的MGT-DBLNA与近几年发表的VGLNA的对比结果. 从 表1可以看出,本文MGT-DBLNA在2.4、5.2GHz下的电路增益调节范围为3.9~12.3dB、12.6~20.2dB,电路功耗为15.2~19.3mW. 增益调节范围优于文献 ^{[ 6]} 的3.0~12.2dB、9.5~12.9dB及文献 ^{[ 8]} 的8.8~14.6dB;电路功耗优于文献 ^{[ 6]} 的41.3mW以及文献 ^{[ 9]} 的36.0mW. 与工作频率为0.9、2.4GHz的DB-VGLNA ^{[ 11]} 相比,在增益调节范围、电路功耗、噪声等性能方面可以进行比拟的情况下,本文MGT-DBLNA的工作频率为2.4、5.2GHz,更加迎合了无线市场对DBLNA工作在更高频率下的需求 ^{[ 12- 15]} . 本文LNA以上性能的取得,得益于采用可调谐有源电感、可变偏置电压电路及可控缓冲器的多重增益调节方式,一方面实现了放大级增益可单独或联合调节,另一方面实现了输出级增益可调,进一步扩展增益的调节范围;采用电流复用结构放大级,实现了在增益可大范围调节的同时,电路工作在低功耗状态下. 本文的多重增益调节方式,实现了增益的宽调节范围,解决了单一调节方式其调谐范围较小的问题,为拓展VGLNA增益调节范围的设计提供了更多的选择方式.

表  1  本文所提出的MGT-DBLNA与近些年其他已发表的VGLNA的性能参数比较

Table  1.  Comparison of the proposed MGT-DBLNA performance parameter with other published in recent years

文献	[6]	[8]	[9]	[11]	本文工作
年份	2014	2010	2011	2015	2016
工艺	HMIC	0.18μm CMOS	65nm CMOS	PCB	0.2μm GaAsHBT
频段/GHz	2.3~2.5、4.2~4.6	0.1~0.9	58.0~72.0	0.9、2.4	2.4、5.2
S 11/dB	<-8.5	-10.3		<-10.0	<-10.0
S 22/dB				<-10.0	<-10.0
S 21/dB	3.0~12.2/9.5~12.9	8.8~14.6	12.8~21.8	0.2~19.5/0.3~13.6	3.9~12.3/12.6~20.2
NF/dB	0.5~5.0/2.5~5.0	2.5~3.2	4.2~5.7	3.0~5.0	1.7~3.4
功耗/mW	41.3	7.3~18.0(1.8V)	36.0(1.2V)	16.5(3.0V)	15.2~19.3(5.0V)

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3 结论

1) 提出并实现了一种MGT-DBLNA. 它可以工作在2.4、5.2GHz两个频点. 通过采用带有可调谐的有源电感、偏置电压可变的电流复用结构以及可调节的缓冲器,利用它们的可调性,不但能独立对电路增益进行调节,还能组合实现增益的大范围调节,同时降低功耗.

2) 基于WIN 0.2μm GaAs HBT工艺库进行验证,结果表明,在2.4、5.2GHz的频率下,MGT-DBLNA的 S ₂₁调谐范围分别为3.9~12.3dB和12.6~20.2dB; S ₁₁与 S ₂₂均小于-10.0dB;NF小于3.4dB;在5.0V的工作电压下,静态功耗小于20.0mW.

3) 本文提出的增益多重调节方法,为可变增益DBLNA提供了一种设计方案,也可作为当今集成电路因工艺、偏压与温度变化引起的性能变化(或退化)的补偿方案使用.